2759

Буферный каскад CD плеера собран на эксклзюивной печатной плате с фольгой 100 микрон покрытой золотом

Буферный каскад CD плеера

Буферный каскад построен на одних из лучших по звучанию кремниевых ВЧ транзисторах КТ602 включенных по схеме с общей базой. Смещение для КТ602 организованно на транзисторах BC-140 Siemens, а в блоке питания стоят параллельные стабилизаторы на легендарных германиевых транзисторах П605. Между КТ602 и выходным каскадом на таком же, как в блоке питания - германиевом транзисторе П605 сделана гальваническая связь, а выходной - П605 нагружен на дроссель Телефункен. На выходе буфера стоит единственный бумаго-масляный немецкий конденсатор. В буферном каскаде CD плеера применены резисторы Allen Bradley и другие винтажные детали.

Еретический вывод

Много лет я уделял внимание и делал только ламповые конструкции, но жизнь показала, что в отдельных местах звуковых устройств транзисторы заменить нечем. В моих разработках это прежде всего источники питания, которые влияют на звучание - исключительно сильно. Именно их свойствами определяются: микродинамика, разрешение, тембры и скорость звука. Как я ни упирался, и не доказывал себе, что лучше ламп могут быть только лампы, сейчас «созрел» до полностью транзисторного тракта, от МС головки, до выходного каскада. У меня есть чуйка, что я могу разработать что-то особое, совсем непохожее на выпускаемое электронной промышленностью и паяемое самодельщиками. Благо накопился довольно большой опыт по изготовлению «играющих» печатных плат и «музыкальных» стабилизаторов напряжения. Вот и применю свои познания в транзисторном буферном каскаде CD плеера.

В свои гибридные цифро-аналоговые преобразователи я ставлю исключительно параллельные стабилизаторы напряжения на германиевых ВЧ транзисторах п605, признанных, одними из самых музыкальных транзисторов бывшего СССР. С «подачи» Игоря Семынина и Сергея Рубцова из Новосибирского «НЭМ» я начал эксперименты с советскими транзисторами КТ602. Эти два наименования полупроводниковых приборов разработки СССР входят в десятку лучших по звуку из нескольких тысяч, выпускавшихся при «совке». КТ602 проявили себя наилучшим образом, и хоть они требуют тщательного подбора, по музыкальным свойствам «заткнут за пояс» многие зарубежные элитные наименования. Их кристалл покоится на золотой подложке, и вообще - КТ602, транзистор по совокупности свойств (ИМХО) - уникальный.

Германиевые П605 и кремниевые кт602 входят в десятку лучших и по звуку устраивают меня полностью и целиком. Не вдаваясь в тонкости могу сказать, что лучший результат дают пары и тройки РАЗНЫХ транзисторов, подобранные в единую связку, когда каждый из них подчеркивает достоинства и маскирует недостатки другого.

Первая моя полностью транзисторная «ласточка» буферный каскад, предназначенный для замены операционных усилителей в популярных у аудиофилов CD плеерах. Наибольший эффект дает его применение в аппаратах фирм Marantz и Philips, CD плееры японского производства TEAC, Sony, Pioneer и т.д. менее податливы. В японских аппаратах применение буферного каскада дает результат в ряде престижных моделей, если они не апгрейдированы производителем изначально. Буферный каскад собран на отобранных винтажных транзисторах производства СССР и позволяет CD плеерам раскрыться, в их звуке появляется заметная прозрачность, динамика и аналоговость.

Толчок к реализации идеи дали схемные решения Сергея Рубцова. На мой взгляд результат получился не просто хорошим, а ОЧЕНЬ хорошим, что важно - не дорогим. Цена буферного каскада CD плеера зависит от комплектации, но находится в пределах максимум нескольких сотен долларов, что для техники этого уровня - совсем не много.

Путь сигнала сделан максимально чистым и коротким, без «горбов и ям»: Два транзистора (очень хороших в звуковом плане), резистор, дроссель и конденсатор, плюс - обвязка. Все элементы - максимально качественные. Если сравнивать буферный каскад с операционными усилителями, стоящими во всех CD плеерах, это как - глоток горного воздуха. Монтаж буферного каскада предельно прост: Вход, Выход, Питание. Плате нужен силовой трансформатор или просто две вторичные обмотки со средней точкой и напряжением 2х12 Вольт.

Выходной каскад

Мне тут не раз задавали вопрос, почему на выходе буферного каскада CD плеера я установил не трансформатор, а дроссель? Одним конденсатором (дорогим бумаго-маслянным) было бы - меньше.

С трансформатором у меня не «срослось» т.к. он увеличивает конечную стоимость буферного каскада. Плюс - имеющиеся «кандидаты» из винтажного железа, подходящие по размерам, лучше звучали как дроссель, а кандидатов было не так много. Я не раз сравнивал по звуку трансформатор и дроссель, трансформатор в этой схеме заметно снижал разрешение, поэтому оставил дроссель с конденсатором. Если кому-то потребуется спец версия, я конечно намотаю выходные трансформаторы 1 к 1 на дорогом и большом железе, а буферный каскад пойдет по стоимости «бонусом» к трансформаторам.

Спрашивали: Не проще ли было поставить на выходе вместо дросселя на винтажном железе резистор с конденсатором, тем более, что кошерных резисторов гораздо больше, чем кошерного железа?

Проще конечно, но даже с «кошерным» резистором звук получается - сильно проще. Примененные в буферном каскаде CD плеера дроссели Telefunken, как раз идеальны по соотношению цена/качество/размеры. А посадочное место позволяет при случае поставить дроссели на довоенном телефункеновском железе. Я стараюсь привязываться к компонентам, которые относительно доступны или они имеются у меня в количестве несколько десятков штук, чтобы хватило на тираж плат. Когда закончатся - сделаем новое изделие, с другими компонентами. Это своеобразные ступеньки роста: сделал - послушал - обдумал - сравнил... И можно делать следующее устройство, серийный экземпляр всегда под рукой, можно сравнить и сделать выводы.

С резистором в буферном каскаде звук был заметно хуже, чем с индуктивной нагрузкой. Хочу попробовать применить не винтажное железо, которое трудно доставать в количестве, а современные магнитные материалы, например - хитачевские аморфные сердечники.

В этом году придется заняться поиском материала для трансформаторных DAC -ов, так как тонкое железо от выходных трансформаторов Siemens уже на исходе и вряд ли его запасы пополнятся. Я пробовал несколько аудиофильских вариантов железа М4 и М6, современный пермаллой, разной толщины и состава. В принципе, эти материалы вполне рабочие, если мотать их винтажным проводом, но так жирно и вкусно как старое железо они конечно не играют. Играют по-своему: чисто, тонко, холодновато и прозрачнее чем большинство винтажных пластин.

Я не сомневаюсь - эти свойства можно уравновесить проводом и подбором в буферный каскад CD плеера других деталей. И в целом будет гармонично. Оно все так непредсказуемо сплетается и сплавляется (энергии, окраски, взаимодействия) - иногда все верно сделано, правильные провода, покрытые мхом, а музыка еле просачивается. А в другой системе из новодела, музыка просто льется…

Я по-прежнему не наблюдаю прямой, линейной зависимости "чем старше, тем лучше". Есть пики и провалы, пиков больше приходится на 1920-1940, меньше на последующие годы, но дореволюционные провода, как правило - вообще никуда не годятся. Поэтому буду продолжать двигаться ощупью и без оглядки на догмы.

Звук

Буферный каскад CD плеера испытал во всех ракурсах и имею результаты его прослушивания с микросхемами ЦАП -ов: TDA1540, TDA1541, РСМ58 и PCM56.

Лучше всего он спелся с микросхемой TDA1540, с которой дал сочный, энергичный и бархатный саунд. Я такого даже не ожидал, и хрен такой звук получится у новичка с лампами! ЦАП TDA1541 демонстрирует примерно то же самое. Полноценное преобразование ток/напряжение без обратных связей вытягивает из TDA1540 более разборчивые и чистые тихие звуки. Музыкальность TDA1540 с германиевым буферным каскадом - на высшем уровне.

Резюме: Однотактный германиевый эмиттерный повторитель, нагруженный на дроссель телефункен, не оставляет шансов ламповым схемам на дохлых ЕСС83. Операционники с этой схемой, тем более - тягаться не в состоянии.

По следам этого буферного каскада скоро сделаю еще один преобразователь для самых дорогих моделей CD плееров, с транзистором на входе и прямонакальным триодом.

Схема питания

Можно ли буферный каскад CD плеера запитать от одной, а не от двух обмоток силового трансформатора? Чтобы не городить специальный транс с двумя обмотками, если в CD плеере их нет. В Филипсах серий 00 напряжение +- 5 вольт таким образом и получают. В принципе - можно сделать и так, тогда два двухполупериодных выпрямителя превратятся в мостовой выпрямитель со средней точкой и нужны будут обмотки с напряжением 16-0-16 вольт.

Настройка транзисторного буферного каскада (и один узел схемы) для разных микросхем ЦАП -ов отличается: Для РСМ56, РСМ58, РСМ63, а также, для ЦАП -ов аналог девайс можно применить силовой трансформатор с одной обмоткой, имеющей среднюю точку и напряжение 12-0-12 V.

Для микросхем ЦАП -ов TDA1540 и TDA1541 нужно все-таки использовать две отдельные обмотки со средней точкой. Напряжений надо два, 12-0-12 на минусовое плечо и чуть больше на плюсовое. Если речь идет о микросхеме TDA1540, напряжение должно быть 14-0-14 V.

Таких напряжений питания требует настройка, чтобы при максимальных амплитудах не было ограничения одной полуволны при работе от TDA1540. Схема буферного каскада CD плеера для разных микросхем ЦАП -ов требует некоторых изменений.

Напряжения силового трансформатора

Можно ли применить обмотки не 12-0-12 или 14-0-14 V, а допустить какую-то вилку, скажем от 11-0-11 до 18-0-18 V.

Вилка напряжений определяется тем что:

При недостаточных значениях напряжения вторичных обмоток параллельные стабилизаторы работают с малым током, что ухудшает звук. При излишне больших значениях напряжения, стабилизаторы могут перегреться. Поскольку напряжение питания буферного каскада CD плеера более 10 В, то при недосмотре - мощность, выделяемая на транзисторе П605 запросто может составить порядка 1 Вт, что не просто много, а катастрофически много для германия без радиатора.

Правда есть плюс, транзисторы П605 в параллельных стабилизаторах не горят, а "сваливаются в штопор", ток через них резко возрастает, а напряжение, из-за балластного резистора - падает. Если CD плеер с буферным каскадом вовремя не выключить, то балласт - выгорит. Поэтому, желательно соблюдать рекомендуемые режимы как можно точнее, при которых транзисторы стабилизаторов теплые и не перегреваются.

Германиевые параллельные стабилизаторы не должны перегреваться, были бы последовательные, не было бы никаких проблем. Но с параллельными стабилизаторами буферный каскад CD плеера звучит заметно лучше, глубже и сочнее. Значит нужно создать им комфортные, тепличные условия.

По факту, следовало бы на радиаторы поставить транзисторы параллельных стабилизаторов, а не выходных повторителей. Зато с транзисторами повторителей на радиаторах есть возможность поиграться с режимами и разогреть их как следует, если руки чешутся. Радиаторы небольшого размера под старые типы транзисторов, как оказалось - дефицит, и их еще надо поискать. Поэтому вариант "поставить на радиаторы ВСЕ" отпал.

БУФЕРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ, ИНТЕГРАТОР, КОМПАРАТОР, СУММАТОР, ЛИММИТЕР... Эти слова неразрывно уже связаны с аудиоаппаратурой и, хотя на первый взгляд между ними нет ни чего общего, на самом деле у них есть общий "рабочий инструмент" - операционный усилитель (ОУ).

Для того, чтобы понять какую роль выполняет ОУ стоит разобраться, что это собственно такое.
По сути это набор транзисторов, соединенных определенным образом и представляющий из себя пятиполюсник, выполняющий функции усилителя постоянного напряжения. На рисунке 1 показано несколько наиболее популярных обозначений ОУ:

Рисунок 1

Как и положено, слева находятся входы усилителя, их два - один инвертирующий, т.е. напряжение на выходе будет иметь противоположную фазу, чем на этом входе, второй не инвертирующий, т.е. выходной сигнал будет совпадать по фазе с входным. Справа находится выход усилителя, вверху и внизу выводы для подачи на ОУ напряжения питания, обычно вверху "+Uип", внизу "-Uип".

Кроме этого усилитель является дифференциальным, т.е. усиливается только разность напряжений на инвертирующем и не инвертирующем входах . В принципе это объясняется даже логически, без разбора принципиальной схемы. Если на не инвертирующем входе напряжение составляет 5 В, а на инвертирующем 3 В, то поскольку фаза инвертирующем входе меняется на противоположную, то будет справедливо из 5 вольт вычесть 3 вольта. Следовательно входное напряжение будет составлять 2 В и именно это напряжение будет усиливаться операционным усилителем.
Изначально ОУ проектировались для выполнения математических действий в аналоговых вычислительных машинах и конечно же, выглядели несколько иначе:

Рисунок 2. Один из первых операционных усилителей

Однако с развитием микроэлектроники ОУ кардинально изменили свой внешний вид и размеры до таких величин, что корпус DIP-8 выглядит гигантским:

Рисунок 3. Внешний вид современных ОУ для поверхностного монтажа в сравнении с DIP-8

Осталось выяснить, что же внутри этого устройства, поскольку и как обозначается, и как выглядит уже немного понятно. Принципиальная схема операционного усилителя К140УД1 приведена на рисунке 4.

Рисунок 4

Для большей наглядности смоделируем эту схему в симуляторе, правда номиналы резисторов пришлось подбирать опытным путем, тем не менее, от схемы удалось добиться работоспособности:

Рисунок 5. Принципиальная схема модели к140УД1

Раз изначально это усилитель постоянного напряжения, то опыты следует начать именно с постоянного напряжения. Для этого добавим к схеме два источника постоянного напряжения и охватим усилитель ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ (ООС) .

Рисунок 6. Проверка работоспособности ОУ на усиление напряжения.

Теперь выставим на источнике V4 напряжение в 0,5 В и запустим РАСЧЕТ ПО ПОСТОЯННОМУ ТОКУ симулятора. В результате получается следующая картина:

Рисунок 7. Карта напряжений.

Теперь немного подробней. Практически во всех учебниках написано, что коф усиления ОУ в "прямом" включении, т.е. когда сигнал подается на не инвертирующий вход, пропорционален отношению резисторов ООС плюс единица. В нашем случае это будет R17 / R18 + 1 = 1,02 + 1 = 2,02. Откуда вылезло 0,02? Дело в том, что К140УД1 имеет довольно низкое входное сопротивление, и для получения необходимой точности пришлось R18 уменьшить до 9,76 кОм.

Тогда не понятно - на входе 0,5 В и на выходе практически 0,5 В, где усиление? Тут следует давать поправку, что 0,5 В на входе сумматора, но не на входе ОУ, которым является база транзистора Q1, а на базе 0,24 В. А раз так, то как раз и получается 0,24 х 2,02 = 0,4848 В. По показаниям симулятора 0,496 В, что опять же является неточностью нашей модели, впрочем и сам оригинал К140УД1 имел не плохой разброс параметров.

Но если входное напряжение 0,5 В, то почему на базе Q1 половина этого значения? Напряжение на V5 равно нулю, следовательно, R16 и R15 образуют делитель напряжения, а поскольку номиналы одинаковы, то и напряжение будет делиться на два, разумеется ток базы Q1 внесет свою лепту. Вот и получается 0,24 В на входе ОУ.

Однако это только следствия работы каскадов данной схемы, коснемся немного причин:
Как только на базе Q1 появляется напряжение, отличающееся от нуля, в нашем случае это 0,24 В, Q1 начинает открываться, что ведет, в свою очередь, к уменьшению напряжения на его коллекторе. Уменьшение напряжение на коллекторе Q1 снижает протекающий через базу Q6 ток и он начинает призакрываться, вследствие чего на его коллекторе увеличивается напряжение, которое через эмиттерный повторитель на Q7 увеличивает напряжение на эмиттерном повторителе на Q9 и напряжение на выходе ОУ (точка OUT) начинает увеличиваться.

Увеличение напряжения на выходе ОУ увеличивает напряжение в точке соединения R17 и R18, а эта точка соединена с базой Q2, которая является инвертирующим входом нашего ОУ (рисунок 6). Q2 начинает приоткрываться и на его эмиттере увеличивается напряжение. Это влечет призакрытие транзистора Q1 и далее по схеме оказывает влияние на последующие каскады. Транзистор Q1 призакрывается ровно на столько, чтобы на базе Q2 сформировалось напряжение максимально приближенное к напряжению на базе самого Q1, а величина этого напряжение напрямую зависит от номиналов резисторов R17 и R18. Чем меньше R18, тем бОльшее напряжение должно сформироваться на выходе ОУ, чтобы восстановить баланс базовых токов каскада на Q1 и Q2. Если же сопротивление R18 не менять, а увеличивать R17 точно так же потребуется увеличение выходного напряжение ОУ, поскольку на Q17 снова будет падать довольно большое напряжение.
Теперь осталось увеличить напряжение на источнике V5 и убедится, что величины напряжений действительно суммируются.

Рисунок 8. Математическое сложение двух слагаемых V4 и V5.

Как видно из рисунка при двух слагаемых V4 и V5 по 0,5 В на выходе сумматора получилась сумма, равная ОДНОМУ ВОЛЬТУ, т.е. математическое действие выполнено верно.
Для большей наглядности отойдем от антикварного К140УД1 и смоделируем сумматор для трех слагаемых на базе широко распространенного ОУ TL071. В результате получается следующий "калькулятор":

Рисунок 9. Математическое сложение трех слагаемых.

Тут следует обратить внимание на номиналы резисторов ООС. Разница номиналов практически в два раза, т.е. коф усиления ОУ будет составлять R5 / R4 + 1 = 3. ПОЧЕМУ? На прошлой схеме коф усиления составлял 2, а здесь 3? В прошлой схеме слагаемых было ДВА, поэтому и входных делителей было два (R15 и R16 рисунок 6), следовательно, изначальное входное напряжение делилось на два и для восстановления значений его нужно было удвоить. В схеме рисунка 9 слагаемых ТРИ, следовательно, входной делитель делит значение на три и для восстановления необходимо утроение. Для большей достоверности посмотрим на сумматор с четырьмя слагаемыми и уже самостоятельно просчитайте получившийся коф усиления:

Рисунок 10. Сумматор четырех слагаемых.

А какое, собственно, отношение к звукотехнике имеет ЭТА математика?
Самое прямое. В звукотехнике напряжение, конечно же переменное, однако в любой, ОЧЕНЬ короткий, промежуток времени его можно рассматривать как постоянное напряжение, следовательно, математическая обработка сигнала при помощи ОУ вполне приемлема:

Рисунок 11. Представление переменного напряжения в виде постоянного.

Исходя из того, что переменное напряжение в определенный момент времени можно рассматривать как постоянное, вводится дополнительное понятие - МГНОВЕННОЕ ЗНАЧЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ , точно так же можно апеллировать мгновенными значениями токов и мощностей. Как будет выглядеть это в реальности показано на рисунке 12:

Рисунок 12. Сумматор четырех аналоговых слагаемых.

Здесь имеются 4 источника синусоидального сигнала V1-V4, напряжения которых суммируются резисторами R1-R4 и выравниваются по амплитуде ОУ Х1. Выходной сигнал сумматора, в зависимости от входных показан на рисунке 13:

Рисунок 13. Зависимость выходного сигнала от входных.

И какая практическая польза от этого сумматора? Если этот сумматор немного доработать, то в финале получается самый простой четырех входовой МИКШЕР, причем количество входов может быть самым разным - от двух, до двадцати:

Рисунок 14. Принципиальная схема четырех входового микшера.

В этой схеме конденсаторы С1-С4 выполняют роль разделительных и предотвращают проникновение на входу ОУ постоянного напряжения от источника, что иногда случается. В качестве ОУ в данной схеме выступает TL071, однако может использоваться практически любой из современных ОУ - для аппаратуры средней ценовой категории их параметров вполне хватает. Переменными резисторами Х1-Х4 регулируется уровень каждого из входных сигналов, что позволяет оперативно изменять громкость любого из входных источников.

В качестве источника питания выступает два источника по 15 В, соединенных последовательно. Точка соединения соединяется с общим проводом и относительно ее получается два напряжения относительно общего провода - ПЛЮС ПЯТНАДЦАТЬ и МИНУС ПЯТНАДЦАТЬ вольт . Такой двойной источник называется источником двуполярного напряжения и обычно величины плюсового и минусового проводов одинаковы.

Однако ОУ может быть запитанно и от одного источника, единственно не стоит забывать о том, что в тех документации на ОУ обычно указывается величина двуполярного источника напряжений и обозначается минимальное и максимальное значения, например Uип мин ±5 В, Uип макс ±20 В. Это означает, что ОУ работоспособен при двуполярном питании в диапазоне напряжений ±5...±20 В, однако при питании от однополярного источника диапазон напряжений будет выглядеть +10...+40 В.

Рисунок 15. Варианты питания ОУ.

Питание от двуполярного источника несколько предпочтительней - несколько упрощается схемотехника, поскольку привязка входов происходит либо "автоматически", как в схеме рисунка 14, где нулевое напряжение на входе ОУ формируется нижними выводами переменных резисторов, либо ноль на входе формируется отдельным постоянным резистором, один вывод которого подключается к общему проводу, а второй вывод к входу ОУ, обычно не инвертирующему. Таким образом на выходе ОУ задается начальное напряжение, если не учитывать дрейфы, равное нулю.

При однополярном напряжении питания выходное напряжение ОУ не может быть отрицательным, однако ему необходимо усиливать обе полуволны синусоиды и положительную, и отрицательную. Для решения этой проблемы формируют виртуальный ноль именно для ОУ. Обычно это два последовательно соединенных резистора подключенных между клеммами питания, а формируемое в точке соединения резисторов половина напряжения питания и выступает в роли виртуального нуля (рисунок 16).

Рисунок 16. Питание ОУ от однополярного напряжения.

R1 и R4 формируют половину напряжения питания, R3 необходим для уменьшения влияния входного сигнала формируемое напряжение, а так же для увеличения входного сопротивления устройство, поскольку С2, призванный уменьшать импульсные помехи и пульсации питания на виртуальном нуле будет так же влиять и на входное переменное напряжение. С1 служит разделительным конденсатором, отделяющим постоянную составляющую на входе ОУ от источника, ведь подразумевается, что источник выдает переменное напряжение. R5 и R2 формируют ООС и в данном усилителе коф усиления равен R5 / R2 + 1 = 30к / 10 к + 1 = 4. С3 служит разделительным конденсатором между выходом ОУ и нагрузкой.

Сравнивая рисунки 14, 15 и 16 становится ясно, что ОУ может обходится без ОБЩЕГО провода, поскольку выходное напряжение полностью зависит от напряжения на его входах, следовательно для получения на выходе нулевого напряжения при двуполярном питании и половины напряжения при однополярном необходимо "привязать" не инвертирующий вход усилителя к нулю или половине напряжения питания. Только в этом случае будет исключено не санкционированное изменение постоянной составляющей выходного сигнала, поскольку изменение входного сигнала будет происходить относительно напряжения этой "привязки", т.е. ОБЩИЙ провод для двуполярного питания и половина напряжения питания при однополярном питании будут выступать в роли опорных напряжений. Подобное положение дел наводит на мысль о том, что для корректной работы ОУ "чистота" опорного напряжения становится приоритетной. При разводке печатной платы необходимо учитывать важность этих опорных напряжений и исключить влияние на данные проводники внешних факторов, таких как наводки силовой части, протекание через них токов от конденсаторов фильтров питания, поскольку все изменения опорного напряжения приведут к изменениям выходного сигнала ОУ, т.е. под опорное напряжение на плате должен быть выделен отдельный проводник и он должен использоваться только как опорное напряжения для ОУ или группы ОУ, и не для каких других целей .

Принцип работы конденсатора можно объяснить двумя способами:
При входном переменно напряжении равным нулю конденсатор заряжен до половины напряжения питания. При появлении положительной полуволны конденсатор начинает дозаряжаться и через него начинает протекать ток, а поскольку R6, выступающий в роли нагрузки, соединен с С3 последовательно, то и через него начинает протекать ток, причем направление тока будет сверху вниз. Как только положительная полуволна минует свой пик и ее величина начнет уменьшаться конденсатор начнет разряжаться. Это повлечет снова протекание тока, но уже в обратном направлении. Таким образом на R6 сформируется переменное напряжение.

Второй способ объяснения привязан к сопротивлению элементов электрическому току. Для постоянного тока сопротивление конденсатора равно бесконечности (не считая токов утечки), а вот для переменного тока величина сопротивления конденсатора уже имеет какое то значение и это значение зависит от емкости конденсатора и от частоты протекающего тока. Поскольку сопротивление меняется в зависимости от каких то условий, то необходима формула для вычисления какое именно сопротивление имеет элемент при определенных условиях, а поскольку сопротивление меняющееся, то для отличия его от сопротивления резисторов, вводится понятие как РЕАКТИВНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ, вычисляемое по формуле , где ПИ, есть число ПИ, F- частота в Герцах, С - емкость конденсатора в Фарадах. Исходя из этой формулы не трудно подсчитать какое будет сопротивление у конденсатора С3, рисунка 16 при крайних частотах звукового диапазона, а именно на частоте 20 Гц реактивное сопротивление конденсатора в 47 мкФ будет равно 169 Ом, а на частоте 20 кГц - 0,17 Ома. При сопротивлении нагрузки в 2 кОм 169 Ом будут вносить незначительное ослабление сигнала:

Рисунок 17. Ослабление переменного напряжения реактивным сопротивлением С1.

Таким образом, с математической точки зрения на сопротивлении нагрузки R6 рисунка 16 постоянного напряжения не будет, поскольку для постоянного напряжение сопротивление С3 равно бесконечности, а для переменного сопротивление уменьшается со 169 Ом до 0,17 Ом в звуковом диапазоне.

Значит, для снижения реактивного сопротивления емкость разделительного конденсатора следует брать как можно большей? Не совсем. Например варьируя емкостью входного конденсатора можно организовать небольшой фильтр инфранизких частот, например при емкости разделительного конденсатора С1 22 мкФ, буферного усилителя на ОУ Х1 АЧХ усилителя приобретает форму синей линии, а при С1 равным 2,2 мкФ - красной. Из рисунка видно, что несмотря на небольшой завал в области 20 Гц все что ниже довольно успешно обрезается, тем самым предохраняя низкочастотный динамик от перегрузки.

Рисунок 18. Влияние емкости разделительного конденсатора на АЧХ всего усилителя.

Кроме этого использование свойств конденсатора изменять свое сопротивление позволяет строить различные фильтры, а для этого определенным образом соединяют резисторы на входе ОУ и тогда он выступает в роли компенсатора падения напряжения, либо в обратной связи ОУ, и тогда ОУ изменяет собственный коф усиления в зависимости от частоты.

Но перед рассмотрением фильтров следует вернуться к упомянутому БУФЕРНОМУ УСИЛИТЕЛЮ . По сути буферный усилитель представляет из себя промежуточный усилитель, имеющий ровную АЧХ, желательно наличие регулировки коф усиления. Введение в схему буферного усилителя обычно является обоснованным, если усилитель имеет выходную мощность 200 и более Вт . В этом случае собственный коф усиления усилителя мощности должен быть достаточно высоким, поскольку выходное напряжение предварительных усилителей нормировано и составляет 0,75 или 1 В, а для мощности 200 Вт уже необходимо напряжение амплитудой порядка 40 В (28 В действующее значение), т.е. усилителю необходимо усилить сигнал в 28 раз, а это 32 дБ.

Ни для кого не секрет, что чем больше собственный кф усиления усилителя, тем большие искажения он выдает, следовательно для снижения искажений необходимо снизить коф усиления, а для получения той же мощности необходимо увеличить амплитуду входного сигнала. Для решения этой задачи как раз и используется буферный усилитель.

Схемотехника буферных усилителей довольно проста - обычно это типовое включение ОУ, охваченного ООС, причем регулируемой. Питание ОУ обычно осуществляется от того же источника, что и сам усилитель, поэтому для получения необходимого для работы ОУ напряжения ±15 В используют параметрические стабилизаторы, но для начала рассмотрим схему с питанием от отдельного источника:

Рисунок 19. Принципиальная схема буферного усилителя с питанием от отдельного источника.

Прежде всего следует обратить внимание на отсутствие разделительного конденсатора на выходе усилителя - он не нужен, поскольку стоит конденсатор на входе самого усилителя мощности. Усилитель имеет небольшие завалы на краях звукового диапазона, но несмотря на кажущуюся крутизну линий это завал всего на 0,1 дБ при коф усиления 15 дБ, что более чем приемлемо:

Рисунок 20. АЧХ буферного усилителя на ОУ TL071 от TI.

Уровень THD тоже не велик:

Рисунок 21. Уровень THD для усилителя на ОУ TL071

Здесь 1,2 m означает, что это миллипроценты, т.е. это 0,0012%. Кстати сказать, что эта величина напрямую зависит от используемого ОУ. Ниже приведены такие же графики для того же буферного ОУ, но уже с использованием NE5534 и AD744:

Рисунок 22. Уровень THD для ОУ NE5534 (вверху, на желтом фоне)
и AD744 (внизу, на зеленом фоне)

Как видно из графиков уровень THD снижается в разы, поэтому при выборе ОУ следует учитывать этот фактор и перед установкой более детально изучить свойства планируемого ОУ. Например NE5534 имеет биполярный вход, что снижет его входного сопротивление, но имеет бОльшую нагрузочную способность, что позволяет ему устойчиво работать на инвертирующие усилители мощности с большим собственным коф усиления.

Для более наглядного примера используем базовую схему усилителя Холтона:

Рисунок 23. Принципиальная схема усилителя мощности Холтона

Уровень THD в этом варианте достигает 0,03%, при коф усиления 32 дБ.

Рисунок 24.

Теперь "прикрутим" к усилителю буферный усилитель и еще раз проверим уровень THD:

Рисунок 25. Усилитель Холтона с буферным ОУ на TL071

Рисунок 26. Уровень THD с буферным ОУ на TL071.

Как видно из графика уровень THD снизился практически в 3 раза (!) и это при использовании обычного ОУ TL071. Однако если еще снизить коф усиления самого усилителя и увеличить коф усиления буферного усилителя, а вместо TL071 использовать AD744 уровень THD можно еще снизить в 2 раза.

Рисунок 27. Уровень THD при использовании AD744.

Теперь более подробно рассмотрим схему рисунка 25:
С3 и С6 это электролитические конденсаторы, фильтрующие низкочастотную составляющую питания, а С4 и С5 - пленочные, фильтрующие ВЧ;
D1 и D2 - стабилитроны на 1,3 Вт, 15 В;
R3 подразумевается подстроечным резистором, позволяющим оперативно изменять коф усиления буферного ОУ;
С7 - корректирующий конденсатор, кардинально снижающих коф усиления ОУ на ультразвуке и придающий устойчивость (снижающий склонность к возбуждению) буферному усилителю;
R17 и R20 изменены по сравнению с аналогичными схемы 23, поскольку именно они отвечают за собственный коф усиления усилителя мощности;
резисторы R4 и R5 выполняют роль токоограничивающих (балластных) резисторов для параметрического стабилизатора и чем выше напряжение питания самого усилителя, тем большие номинал они должны иметь и тем больше тепла они будут рассеивать. Номинал резисторов следует выбирать таким образом, чтобы на стабилитронах D1 и D2 рассеивалось 0,1...0,15 Вт. Это будет гарантировать, что стабилизируемое напряжение не измениться в случае провалов напряжения питания и не будет зависеть ни от потребляемого тока самого ОУ, ни от потребляемого тока, отдаваемого ОУ в нагрузку. Номиналы балластных резисторов для различных напряжений питания усилителей сведены в таблицу:

НАПРЯЖЕНИЕ ПИТАНИЯ УМЗЧ, В	НОМИНАЛЫ ТОКООГРАНИЧИВАЮЩИХ (БАЛАСТНЫХ) РЕЗИСТОРОВ
	560...620 Ом 0,25Вт
	1,5...1,7 кОм 0,5Вт
	1,7...2,2 кОм 1Вт
	2,2...2,7 кОм 1Вт
	3,3...3,6 кОм 1Вт
	4,3...4,7 кОм 1Вт
	5,1...5,6 кОм 1Вт
	6,2...6,8 кОм 2Вт
	6,8...7,5 кОм 2Вт

Сразу же следует добавить, что и стабилитроны и балластные резисторы греются, следовательно на печатной плате необходимо предусмотреть более большие контактные площадки под эти элементы , чтобы они выступали в роли небольших теплоотводов. Так же более большая контактная площадка гораздо надежней для греющихся элементов и вероятность отхода от элемента припоя со временем сильно уменьшается.

Заканчивая тему буферных усилителей осталось только заметить, что раз уж поставлен ОУ, то на нем можно организовать дополнительный узел, именуемый лимитером. ЛИМИТЕР - модуль измеряющий пиковый уровень выходного сигнала и на основании этих замеров регулирует коф усиления используемого ОУ, что исключает появление клиппинга на выходе усилителя. В аппаратуре магнитной записи что то похожее называлось АВТОМАТИЧЕСКИМ РЕГУЛЯТОРОМ УРОВНЯ .
Основная проблема при создании лимитера это выбор постоянной времени для реакции лимитера, поскольку слишком быстрая реация будет довольно сильно изменять динамический диапазон звукового сигнала, а если она будет слишком большой, то лимитер не успеет обработать входной сигнал и "пропустит" клиппинг. На рисунке 28 приведен фрагмент схемы лимитера, организованного на базе буферного ОУ, т.е. это "доведенная" схема рисунка 25:

Рисунок 28. Организация лимитера.

Схема специально организована самым примитивным образом - сигнал с выхода усилителя подается на правый вывод резистора R52, далее он выпрямляется диодным мостом на диаодах D12, D13, D17, D18 и подается на ограничитель амплитуды на D14 и D15. Напряжения стабилитронов D14 и D15 выбирается примерно на 5...8 В меньше, чем максимальное выходное напряжение усилителя мощности, а R50 ограничивает протекающий ток и совместно с С20 образует времязадающую цепочку времени реакции лимитера, т.е. как быстро лимитер снизит коф усиления буферного усилителя при появлении максимальной амплитуды сигнала. Время, через которое лимитер "вернет" первоначальный коф усиления буферному ОУ зависит от емкости С20 и сопротивления R51. D16 предохраняет лампу оптрона АОР124 от перегорания завышенным напряжением. Лампа HL1 "светит" на фоторезистор оптрона R49, который при освещении уменьшает свое сопротивление, существенно уменьшая коф усиления буферного ОУ.

К сожалению оптронов ЛАМПА-ФОТОРЕЗИСТОР не так уж много, и взаимозаменяемость у них не очень хорошая, так что лучше поискать оптроны именно этой серии, причем лучше с буквой Б на конце, т.е. АОР124Б - при включенной лампе сопротивление фоторезистора снижается до 360 Ом, а у остальных этой серии до 1,2 кОм, хотя и этого достаточно для данного лимитера.

Однако ОУ хороши не только в буферных усилителях - используя наборы резисторов и конденсаторов на них можно построить и регуляторы тембра, причем и много полосные эквалайзеры, и фильтры только для определенного диапазона частот . Для примера рассмотрим схему рисунка 29:

Рисунок 29. Фильтр высокой частоты.

R1 и С2 образуют фильтр первого порядка, принцип которого лучше объяснить через реактивное сопротивление - при достижении определенной частоты реактивное сопротивление начнет уменьшаться и как только оно станет значительно меньше R1 амлитуда входного сигнала тоже начнет уменьшаться. Для проверки возьмем АЧХ данной схемы, нарисованную симулятором:

Рисунок 30.

Теперь пересчитаем реактивное сопротивление С1 для частот, показанных на графике выше. Изгиб линии АЧХ начинается примерно на 2 кГц, для этой частоты реактивное сопротивление С2 будет составлять 169 кОм, по отношению к 22 кОм R1 это начинает ощущаться. На частоте 24,1 кГц сопротивление С2 будет составлять 14 кОм и это уже меньше сопротивления R1 в 1,6 раза, следовательно напряжение тоже должно уменьшиться в 1,6 раза, что собственно и происходит при напряжении в 1,22 В на низкой частоте 500 Гц на частоте 24 кГц амплитуда уменьшилась до 0,75 В, т.е. в те же самые 1,6 раза.

Теперь добавим еще одно, точно такое же звено, как R1-С2, и получим фильтр второго порядка:

Рисунок 31. Фильтр второго порядка

Рисунок 32. АЧХ фильтра второго порядка.

Как видно из рисунка выходного напряжение на низких частотах снизилось, буквально на 0,2 В, а вот на высокой частоте завал происходит значительно интенсивней - теперь на частоте 24 кГц выходное напряжение составляет 0,3 В, что более чем в 2 раза меньше, чем в предыдущем фильтре. Для большей наглядности переведи эти значения в дБ, поскольку человеческое ухо уровень громкости воспринимает по логарифмическому закону, и АЧХ фильтра втрого порядка приобретает следующий вид:

Рисунок 33. АЧХ фильтра второго порядка в дБ.

Из графика теперь видно, что на частоте 24 кГц завал АЧХ составляет 10 дБ, т.е в 3 раза ниже от низкочастотного. Добротность данного фильтра, т.е. зависимость на сколько уменьшится коф усиления в зависимости от изменения частоты, составляет 5 дБ на октаву. Октава - музыкальное понятие, означающее, что частота изменилась ровно в 2 раза. В данном случае за отрезок для расчетов были взяты частоты 10 кГц и 20 кГц, м на этом участке амплитуда уменьшилась на 5,2 дБ.
Рассмотрим еще один пример - фильтр третьего порядка, т.е. содержащий 3 одинаковых узла:

Рисунок 34. Фильтр третьего порядка.

Рисунок 35. АЧХ фильтра третьего порядка.

В этом фильтре "завал" АЧХ происходит 7,5 дБ на октаву, т.е. уменьшение амплитуды происходит гораздо интенсивней.

По этому же принципу можно организовывать фильтры низких частот:

Рисунок 36. Фильтр низких частот

Рисунок 37. АЧХ фильтра низких частот

Данные фильтры обычно используются в полных усилителях мощности для ограничения краев звукового диапазона , где обычно "селяться" неприятные помехи. Однако используя схемотехнику фильтра высоких частот можно организовать фильтр НЧ, для сабвуфера :

Рисунок 38. Фильтр для сабвуфера

Рисунок 39. АЧХ фильтра для сабвуфера

Не смотря на полную работоспособность данного фильтра рекомендовать его использование было бы не совсем корректно - у него нет ограничения в области инфранизких частот , а это увеличивает шанс перегрева катушки динамической головки или ее механическое повреждение от ударов о магнитную систему.

Теперь в качестве фильтра рассмотрим следующую схему:

Рисунок 40.

Здесь ОУ включен через инвертирующий вход, причем ООС ОУ содержит RC цепочки, которые однозначно будут влиять на АЧХ данной схемы. Так же схема содержит переменный резистор Х1, при среднем положении движка которого компоненты ООС и входной цепи делаются полностью симметричными, что дает право предположить, что ООС компенсирует изменения АЧХ, которые внесут входные элементы. На схеме слева от движка написано номинал резистора, в данном случае это 100 кОм, а справа - положение движка в процентах относительно его полного хода, т.е. 50 означает, что движок находится посередине. Для проверки суждений об АЧХ посмотрим на АЧХ данной схемы, сформированной симулятором:

Рисунок 41.

Действительно - красная линия, отображающая форму АЧХ практически идет по нулевой отметке. Теперь передвинем движок переменного резистора в сторону R2:

Рисунок 42.

Как видно из рисунка усилитель начал усиливать определенный участок АЧХ, расположенный в районе 40 Гц и это говорит о том, что реактивное сопротивление конденсаторов С2 и С3 изменяется на столько, что начинает влиять на ООС, причем форма полученной АЧХ сильно напоминает форму АЧХ LC резонансного контура, однако здесь нет индуктивностей, следовательно резонанс как таковой не возможен. Для определения частоты всплеска вводится дополнительное понятие - КВАЗИРЕЗОНАНС. Квазирезонанс может вызывать как всплеск АЧХ вверх, так и завал вниз - достаточно перевести движок переменного резистора в сторону R4:

Рисунок 43

Используя этот фильтр уже можно создать полноценный фильтр для сабвуфера , поскольку у него есть хорошее ограничения в области инфранизких частот. Единственно, что может потребоваться, так это изменить номинал частотозадающих конденсаторов, поскольку добротность у фильтра получается достаточно высокая. В результате получается следующая схема и ее АЧХ:

Рисунок 44

Используя несколько фильтров включенных параллельно, но имеющих разные частотозадающие конденсаторы можно построить эквалайзер - регулятор тембра, производящий регулировку в четырех и более участках АЧХ (полосах). На рисунке 45 приведена схема подобного эквалайзера на 8 полос:

Рисунок 45. Принципиальная схема эквалайзера на 8 полос.

Однако это далеко не единственный способ постройки эквалайзеров с использованием ОУ. На рисунке 47 приведена схема полностью пассивного эквалайзера, в котором ОУ выполняют роль буферного усилителя (Х1) и компенсатора потерь (Х2).

Рисунок 46. Принципиальная схема пассивного эквалайзера,
опубликованного в журнале РАДИО в восьмидесятых годах.

Иногда для построения эквалайзеров на базе ОУ используют отдельные полосовые фильтры , включенные в ООС другого ОУ. Это позволяет уменьшить влияние полос друг на друга, а так же в широких пределах изменять величины подъема-завала участка АЧХ выбранной полосы:

Рисунок 47.

Однако при построении стереофонического эквалайзера желательно чтобы оба канала были идентичны друг другу, а это требует использование и резисторов и конденсаторов без разброса параметров . Найти такие весьма затруднительно, поэтому приходится подбирать и резисторы и конденсаторы. Избавиться от этой неприятности позволит изменение схемотехники полосовых фильтров, а именно использование регулируемых фильтров. В восьмидесятых годах в РАДИО была опубликована схема подобного эквалайзера на базе К157УД2. Использование именно этих ОУ было обоснованно тем, что они сдвоенные. Однако на сегодня не дефицитны микросхемы, содержащие в своем корпусе 4 ОУ, следовательно увеличение количества ОУ для регулируемых фильтров практически не скажется на увеличении количества микросхем. Схема эквалайзера на пять полос на базе регулируемых фильтров приведена на рисунке 48, причем данный эквалайзер может легок расширяться до 15-ти полосного:

Рисунок 48.

Кстати сказать - все предлагаемые выше эквалайзеры были из разрядка графических , т.е. при использовании ползунковых переменных резисторов возле каждого движка нанести градуировку, то по положению движка резистора можно судить о форме АЧХ:

Рисунок 49. Передняя панель графического эквалайзера ПРИБОЙ Э024С

Однако есть еще одна разновидность эквалайзеров - параметрические . Данные эквалайзеры позволяют влиять не только на подъем-завал АЧХ на определенном участке, но и перемещать этот участок и кроме этого регулировать добротность.

Рисунок 50. Передняя панель параметрического эквалайзера Klark Teknik DN410

В быту такие эквалайзеры используются крайне редко, тем не менее именно они позволяют более точно откорректировать АЧХ в зависимости от необходимости.

Речь собственно о параметрических эквалайзерах зашла потому, что схема рисунка 48 позволяет трансформировать данный эквалайзер в параметрический, для чего необходимо подстроечные резисторы полосовых фильтров заменить на последовательно соединенный подстроечный резистор меньшего номинала и переменный резистор, выведенный на переднюю панель.

С другой стороны никто не запрещает использовать одну полосу данного эквалайзера для выделения и усиления узкого участка АЧХ, который как раз и необходим для создания многофункционального фильтра для сабвуфера, к которому остается только добавить фазовращатель, чтобы устранить изменение фазы, происходящее в самом фильтре. В результате получается следующая схема фильтра для сабвуфера :

Рисунок 51. Принципиальная схема фильтра сабвуфера

На рисунках 52 и 53 приведены изменения формы АЧХ в зависимости от регулировки частоты и добротности:

Рисунок 52. Изменение частоты фильтра для сабвуфера

Рисунок 53. Изменение добротности фильтра для сабвуфера.

Все рассмотренные ранее варианты применения ОУ были основаны на использовании ООС - отрицательной обратной связи. Однако ОУ может быть охвачен и положительной обратной связью - ПОС , т.е. обратная связь заводится на НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ ВХОД . Такое включение позволяет "оцифровывать" некоторые аналоговые события, например при достижении определенной температуры должно произойти какое то событие, например включиться вентилятор принудительного охлаждения, а как только температура понизится ниже определенной температуры - выключиться. Подобные действия может осуществлять схема управления вентилятором , приведенная на рисунке 54.

Рисунок 54. Принципиальная схема управления вентилятором.

На схеме R7 выступает в роли вентилятора от компьютерной техники, размер которого и производительность, зависят уже от конструктивного исполнения усилителя. Подстроечным резистором Х1 регулируется порог срабатывания. Резистор R8 служит для включения вентилятора на минимальных оборотах и должен быть мощностью не менее 1 Вт, а сопротивление подбирается в зависимости от производительности. Для большей наглядности подключим к схеме генератор низких частот с небольшой амплитудой, имитирующей изменение R2 в зависимости от температуры и сравним входное и выходное напряжения ОУ:

Рисунок 55. Входные и выходное напряжения ОУ.

Здесь синей линией обозначен входное напряжение на инвертирующем входе, красной на не инвертирующем, а зеленой - на выходе ОУ. Поскольку выходное напряжение изменяется, то через резистор R4 оно влияет и на величину напряжения на не инвертирующем входе, однако на этом рисунке зависимость изменений видно не очень хорошо, поэтому отключим напряжение на выходе ОУ и более внимательно рассмотрим напряжения на входах:

Рисунок 56. Напряжение на входе ОУ.

Пока терморезистор R2 холодный его сопротивление велико и на инвертирующем входе напряжение будет положительным, следовательно напряжение на выходе ОУ будет максимально приближено к минусовому напряжению питания (синяя линия рисунка 56), а это в свою очередь повлечет появление небольшого отрицательного напряжения на не инвертирующем входе, примерно -0,3 В (красная линия рисунка 56). По мере нагрева R2 его сопротивление начнет уменьшаться, что повлечет уменьшение напряжения на инвертирующем входе ОУ, а затем переход в отрицательное значение.

Как только напряжение на инвертирующем входе станет меньше, чем на не инвертирующем значение напряжения на выходе ОУ начнет увеличиваться, что повлечет увеличение напряжения на не инвертирующем входе и разница напряжения на входах ОУ еще больше увеличится. Поскольку ОУ усиливает только разницу напряжения на инвертирующем и не инвертирующем входах увеличение разницы напряжений повлечет еще большее увеличение выходного напряжения на выходе ОУ и разница входных напряжений станет еще больше. Таким образом образуется лавинный процесс, который способствует почти мгновенному изменению выходного напряжения на выходе ОУ, что собственно и происходит на рисунке 56, в точке 1 шкалы времени. По окончании этого процесса на выходе ОУ формируется напряжение, близкое по значению к положительному источнику питания, а на не инвертирующем входе появляется положительное напряжение равное 0,3 В.

Появление положительного напряжение на выходе ОУ открывает транзистор Q1 (2N5551), который в свою очередь открывает Q2 (BD139) и вентилятор увеличивает обороты до максимальных. Кстати сказать - напряжение почти 15 В можно подавать далеко не на все компьютерные вентиляторы, поскольку не у всех вентиляторов устройство управления обмотками двигателя позволяет работать на повышенных оборотах. При достижении максимальных оборотов и дальнейшем увеличении напряжения питания магнитное поле вклеенных магнитов двигателя уже успевает "проскочить" нужный датчик Холла и в результате повышается вибрация двигателя, падают обороты и резко увеличивается нагрев силовых ключей двигателя. Поэтому, при питании схемы от напряжения ±15 В следует предусмотреть резистор на 0,5 Вт, включенный последовательно с вентилятором. Сопротивление этого резистора подбирается таким образом, чтобы на вентиляторе было 12-13 В, обычно 5...10 Ом хватает.

Как только началось охлаждение, по логике, сопротивление терморезистора должно увеличиваться, но допустим, что тепловое сопротивление радиатора не очень хорошее и терморезистор продолжает нагреваться, а напряжение на инвертирующем входе продолжает уменьшаться.
Но спустя какое то время спустя терморезистор начнет охлаждаться и его сопротивление начнет увеличиваться, а напряжение на инвертирующем входе начнет увеличиваться, дойдет до нуля и перейдет в положительное значение. Как только напряжение достигнет значения, равного напряжению на не инвертирующем входе и сразу же начнется лавинный процесс, но уже в отрицательную сторону - на выходе начнет уменьшаться провоцируя уменьшение напряжения на не инвертирующем входе увеличивая разницу напряжений на входа ОУ и в конце концов максимально приблизится в напряжению минусового напряжения питания. Что собственно и происходит во временной точке 2, в которой и выключается вентилятор.

Как видно из графика переключение ОУ происходит не при одной и той же температуре - сначала должен произойти небольшой перегрев (напряжение на терморезисторе должно стать меньше -0,3 В), по отношению к установленной величине, а затем небольшое переохлаждение (напряжение на терморезисторе должно превысить +0,3 В). Исходя из этого можно построить график, изображенный на рисунке 57:

Рисунок 57.

Получившаяся схема представляет одну из возможных реализаций триггера Шмитта или компаратора , а представленный на рисунке 57 график является описанием петли Гистерезиса , т.е. данную схему можно рассматривать как простейший аналого-цифровой преобразователь - АЦП .
Кроме контроля за температурой подобные схемы могут использоваться для управления вторым уровнем питания в мощных усилителях звуковой частоты класса Н . Принцип работы данных усилителей основан на разделении напряжения питания на две, обычно одинаковые части, и пока уровень выходного сигнала меньше более низкого питания оконечный каскад использует именно низковольтный источник. Как только амплитуда выходного сигнала начинает приближаться к величине напряжения питания на оконечный каскад подается "вторая часть" питания. Для более подробного рассмотрения используем усилитель Холтона:

Рисунок 58. Принципиальная схема Холтона в классе H

В этой схеме в качестве компаратора используется специализированный ОУ LM311 , имеющий на выходе транзистор и выведенными эмиттером и коллектором, что значительно расширяет возможности данной микросхемы - возможно включение и повторителем, и выходом с открытым коллектором.

Как только напряжение на выходе усилителя достигает значения +40 В компаратор Х3 изменит напряжение на своем выходе и откроются транзисторы Х9 и Х10 и напряжение +100 В будет подано на стоки транзисторов оконечного каскада. Как только напряжение на выходе снизится ниже 22 В компаратор снова изменит свое состояние и "второй этаж" питания будет отключен. Напряжения при которых подключается и выключается "второй этаж" питания определяется положением движка подстроечного резистора R30, а петля Гистерезиса формируется резистором R37 и в данной схеме номинал этого резистора несколько занижен для большей наглядности. При повторении схемы рекомендуется использовать номинал на 2,2 МОм. Если есть уверенность в том, что у Вас ПРАВИЛЬНАЯ разводка печатной платы и вероятность возникновения импульсных наводок сведена до минимума, то от этого резистора можно вообще отказаться - внутренняя структура микросхемы позволяет.

Для минусового плеча происходит тот же самый процесс, только за ним следит компаратор на X4, а второй уровень питания подключают транзисторы М7 и М8.

Рисунок 59. Управление вторым уровнем питания усилителя класса H.

В качестве транзисторов для подключения второго уровня питания на схеме используются IRF640 и IRF9640, как самые распространенные. Резисторы R63, R64, R69, R71 используются для уменьшения ударного процесса, который происходит в момент открытия транзисторов второго уровня и который неизбежно проявляется на выходном сигнале. Для уменьшения этого же процесса служат и конденсаторы С13 и С14. Если проблем с комплектацией нет, то вместо пар силовых транзисторов можно использовать по одному использовать более сильноточные транзисторы IRF5210 для плюсового плеча и IRF3710 для минусового. Резисторы в истоках необходимо уменьшить до 0,1 Ома. Питание систем управления осуществляется от параметрических стабилизаторов R53-D8-D9, для положительного плеча питания и R56-D10-D11, для отрицательного плеча. Два одинаковых стабилитрона обеспечивают виртуальную среднюю точку именно для каждого ОУ и эта точка является опорным для работы компаратора.

Ну а что собственно дает такое включение оконечного каскада? Прежде всего уменьшения рассеиваемого тепла оконечным каскадом, поскольку изменяясь напряжение питания оконечного каскада существенно уменьшает рассеиваемое этим каскадом тело. А поскольку тепла выделяться стало значительно меньше, то уже можно использовать и меньшее количество пар транзисторов для этого самого, оконечного каскада, а это уже экономия средств. Кроме этого, в качестве транзисторов конечного каскада используются IRFP240-IRFP9240, максимальное напряжение СТОК-ИСТОК равно 200 В, следовательно напряжение питания усилителя по традиционной схеме не должно превышать ±90 В (десять вольт на технологический запас, хотя этого мало). Используя двух уровневое питание напряжение можно увеличивать, поскольку в любой момент времени к транзисторам будет приложено не более 3/4 от общего напряжения питания. Другими словами - даже при питании от двухуровневого питания ±50 В и ±100 В к транзисторам будет приложено напряжение не более 150 В, поскольку даже при максимальной амплитуде выходного сигнала один из транзисторов управления вторым уровнем будет закрыт - если на выходе плюсовая полуволна будет закрыто управление "вторым этажом" минусового напряжения и наоборот - если на выходе минусовая полуволна, то будет закрыто управление плюсового "второго этажа".

Схемотехнически можно организовать работу компаратора таким образом, что он будет отслеживать не один уровень сравниваемого с опорным напряжения, а два. Подобные компараторы называются двух пороговыми , а использовать их можно, например для контроля напряжения питания усилителя, для контроля за уровнем постоянного напряжения на выходе усилителя. С защиты от постоянного напряжения для АС и начнем:

Рисунок 60. Защита АС от постоянного напряжения.

Здесь на входа ОУ изначально поддано напряжения смещения, организованное на диодах D3 и D4 (1N4148). В качестве выхода усилителя мощности служит генератор синусоидального сигнала V1 и если на нем появляется напряжение плюсовое постоянное напряжение, то увеличить величину на не инвертирующем входе оно не может - не даст D3, а вот на инвертирующем входе увеличению положительного напряжения ни чего не мешает и на выходе ОУ сформируется почти минус напряжения питания, что повлечет закрытие составного транзистора Q1-Q2 и реле (R12) отключится. Если же на выходе усилителя появляется минусовое напряжение, то увеличиваться, точнее уменьшаться оно не сможет на инвертирующем входе - не даст D4, а вот на не инвертирующем входе оно беспрепятственно может принимать отрицательные значения, что так же повлечет к появления на выходе ОУ почти минусового напряжения питания и реле снова отключится. Для примера подадим с генератора напряжение амплитудой 9 В и частотой 0,1 Гц, которое можно считать за имитацию постоянного напряжения:

Рисунок 61. Временные диаграммы работы защиты АС, длительность 10 сек.

Синяя линия - сигнал с генератора, красная - напряжение на коллекторах Q1 и Q2.
Цепочка С2 и R13 служит для задержки подключения АС в момент включения усилителя и на короткое время (пока С2 заряжается) подает небольшое положительное напряжение на вход устройства.

А чем эта схема лучше популярных транзисторных аналогов? Есть один нюанс, который рано или поздно может довести до неприятностей. Для примера возьмем одну из популярных схем защиты от постоянного напряжения:

Рисунок 62. Принципиальная схема защиты АС от постоянного напряжения.

Плюс на выходе усилителя открывает Q1- Q3 закрывается, минус на выходе усилителя открывает Q2 - Q3 закрывается, вроде бы все верно, но вот как это происходит? Емкость C2 достаточно велика и мгновенно включить и выключить реле она не позволит, следовательно уменьшается скорость замыкание и размыкания контактов реле, что вызывает подгорание контактов и к конечном итоге - выходу из строя реле . Для наглядности рассмотрим графики напряжения на коллекторах управляющих реле транзисторов:

Рисунок 63. Осциллограммы на коллекторах силовых транзисторов.

Здесь синяя линия это напряжение на коллекторе Q2 рисунка 62, а красная на коллекторе транзистора Q2 рисунка 60. Как видно из рисунка для традиционной защиты изменение напряжения питания для реле происходит в течении 0,1 сек, в то время как для защиты с ОУ время переключения зависит только от скорости самого ОУ и быстродействия силовых транзисторов, т.е. практически мгновенно, по сравнению с традиционной.

По этому же принципу можно организовать софт-старт для усилителя мощности , а кроме самого софт-старта схема будет осуществлять и контроль за напряжением питания. Если вторичное питания будет изменяться выше или ниже установленного предела, например при проведении сварочных работ на этой же фазе сетевого напряжения, или во время ветреной погоды произойдет перехлест проводов сетевой линии и в розетке появится 280-340 В, то данная схема автоматически переведет усилитель в режим старта. Если ситуация продлится довольно долго, то это вызовет перегорание токоограничивающего резистора и усилитель вообще отключится. Принципиальная схема приведена на рисунке 64:

Рисунок 64.

Здесь V1 и V1 имитируют вторичные обмотки силового трансформатора, V3 - имитация скачков сетевого напряжения, R1 и R2 - имитируют ОДИН резистор, включенный последовательно с первичной обмоткой силового трансформатора и шунтируемый контактами реле, обмотку которого имитирует резистор R15, R 3 - имитация тока покоя усилителя мощности. Для получения более узкого диапазона срабатывания в схеме использованы диоды Шоттки, поскольку на них меньшее падение напряжения, можно заменить на 1N4144.

В момент включения С3 разряжен и реле выключено, зарядка конденсаторов фильтров вторичного питания происходит через резистор, установленный последовательно с первичной обмоткой трансформатора. Зачастую время зарядки конденсаторов вторичного питания превышает время зарядки С3, следовательно контакты реле остаются разомкнутыми. Как только на верхнем выводе С1 напряжение достигает определенного уровня срабатывает компаратор и включает реле - схема перешла в рабочий режим. как только напряжение на С1 станет меньше или больше установленного подстроечным резистором R5 напряжения компаратор снова сработает и отключит реле - питание будет осуществляться через токоограничивающий резистор. Мощности трансформатора уже не хватит сжечь оконечные транзисторы усилителя, в котором при скачках начнут формироваться переходные процессы. Однако если емкости конденсаторов достаточно велики, то запасенной в них энергии может быть достаточно, чтобы что то вышло из строя, поэтому рекомендуется использовать сильноточное высоковольтное реле с тремя переключающими группами контактов. Одна группа будет шунтировать резистор в первичной обмотке трансформатора, а вторая токоограничивающие резисторы, установленные по шинами питания уже после основных конденсаторов вторичного питания:

Рисунок 65. Наиболее оптимальное использование контактных групп реле.

Как дополнительный сервис данная схема может еще следить за техническим состоянием С1 (рисунок 64) и если его емкость уменьшится от "высыхания", устройство даже не даст подать питание на усилитель мощности. Но тут нужно будет добавить точно такую же схему и для слежения за техническим состоянием конденсаторов минусового плеча питания, впрочем использование ОУ типа TL072 (в одном корпусе 2 ОУ) сократит количество используемых деталей.

На последок осталось рассмотреть еще один способ использования ОУ, обычно применяемый в высококачественных усилителях мощности, причем применение именно в качестве усилителя постоянного напряжения.

Для обеспечения на выходе усилителя мощности постоянного напряжения максимально приблежонного к нулю используют интеграторы - модули, которые следят за величиной именно постоянного напряжения и исходя из величины постоянной составляющей вносят коррективы в режимы усилителя, тем самым приближая уровень постоянного напряжения к нулю. Для примера возьмем все тот же усилитель Холтона:

Рисунок 66. Принципиальная схема усилителя Холтона с буферным усилителем и интегратором.

Выходное напряжение усилителя мощности через резистор R49 попадает на конденсатор С21, который отфильтровывает переменную составляющую сигнала. Встречно включенные диоды D12 и D13 исключают превышение входного напряжения для ОУ, предохраняя его от перегрузки. Далее напряжение попадает на инвертирующий вход ОУ Х7 и сравнивается с нулем, который подается на не инвертирующий вход ОУ. ОУ охвачен глубокой ООС, но только по переменному напряжению - это конденсатор С20, следовательно он усиливает только постоянное напряжение, которое с выхода ОУ, через резистор R47 подается на вход усилителя. Если на выходе усилителя постоянное напряжение положительное, то интегратор на своем выходе формирует отрицательное напряжение такой величины, чтобы напряжение на выходе усилителя стало равным нулю ОУ интегратора входное напряжение сравнивает именно с нулем. Если же выходе усилителя отрицательное напряжение, то на выходе ОУ формируется положительное напряжение, снова выравнивающее выходное напряжение самого УМ с нулем.

Введение интегратора позволяет более точно контролировать наличие постоянной составляющей на выходе усилителя и автоматически корректирует ее, что позволило существенно увеличить входное сопротивление самого усилителя - на рисунке 25 R8 равно 10 кОм, номиналом именно этого резистора выставлялся ноль на выходе усилителя.

Вот собственно и все основные способы применения ОУ в звукотехнике, если придумаете свои - честь Вам и хвала.

Можно конечно упрекнуть в том, что не упомянуты мощные ОУ, которые можно самостоятельно использовать как усилители мощности, например TDA2030, TDA2050 и т.д. Но это спорный вопрос. С одной стороны это уже интегральные усилители мощности, как бы отедльная ветка, с другой все варианты включения ОУ для них подходят и они точно так же как ОУ могут суммировать сигналы, изменять их АЧХ, могут работать компараторами, причем стоимость TDA2030 меньше стоимости ОУ, транзистора и реле, необходимые для управления вентилятором, а ведь TDA2030 способна без дополнительных элементов управлять компьютерным вентилятором, причем не одним, а несколькими, включенными как последовательно, при увеличении питания, так и паралельно - диапазон питающих напряжений позволяет. Опять же - подавляющее большинство дискретных усилителей можно рассматривать как ОУ, поскольку они имеют и не инвертирующий вход и инвертирующий, следовательно все законы обратных связей ОУ для них вполне применимы. Так что додумывайте дальше сами - ВОТ ЭТО БУДЕТ ТВОРЧЕСКИМ ПОДХОДОМ.

Предвидя упрек, что можно было бы добавить небольшой справочный листок по наиболее популярным ОУ отвечу - подобный листок в стадии разработки и появится в середине-конце октября в виде приложения к данной статье.

Одним из недостатков данной статьи является отсутствие фотографий и чертежей печатных плат, однако здесь предложены схемы, некоторые из которых собирались отдельными модулями более двадцати лет назад, а в случае необходимости установки сегодня они просто интегрируются непосредственно в плату устройства, а не используются как отдельный модуль. Так что печатные платы разрабатывайте сами или ищите на .

Приложение к статье

Операционные усилители делятся на несколько категорий, самая популярная - ОУ широкого применения, имеющие не плохие параметры, но на сегодня считающиеся средними. Есть ОУ прецизионные, предназначенные для использования в измерительной аппаратуре. А есть специально для аудиоустройств.

Чем они отличаются кроме цены? Прежде всего принципиальной схемой. Для примера возьмем принципиальную схему ОУ широкого применения TL071 и считающийся звуковым:

Рисунок 1. Принципиальная схема операционного усилителя TL071

Рисунок 2. Принципиальная схема операционного усилителя AD744

Кроме схемотехнических отличий данные ОУ отличаются друг от друга используемыми транзисторами - у AD774 более скоростные транзисторы, что конечно же сказывается на частоте единичного усиления. У AD744 частота единичного усиления не менее 13 МГц, а у TL071 - 3 МГц. Так же у них отличается уровень THD - у AD744 это 0,0003%, у TL071 от Texas Instruments - 0.003%, а у TL071 от STMicroelectronics - 0.01%, Ну и наконец в принципиальной схеме AD744 в генераторе тока имеются два подстроечных резистора, да, да, именно подстроечных. Разумеется, что микросхемы не имеют шлицов для регулировки. Эти резисторы юстируются лазером после изготовления кристалла ОУ до получения оптимального режима работы диф каскада, и как следствие - минимального уровня THD.

Даже не вникая глубоко в экономику должно быть понятно, что стоимость ОУ, приведенных в качестве примера будет отличаться в разы, а если точнее, то почти в 20 раз. Так же изначальные параметры компонентов объясняют засилье рынка TL071 от STMicroelectronics, ведь продавать эти популярные ОУ приходится по той же цене, что и ОУ от Texas Instruments - не каждому покупателю удается объяснить разницу. Большинство ориентируется только на название и не вникает в то, что одни и те же микросхемы от разных производителей отличаются даже точностью применяемых резисторов, не говоря уже о полупроводниках. На рисунке 3 показана принципиальная схема TL071 от STMicroelectronics, номиналы пассивных компонентов отличаются от номиналов, показанных на рисунке 1:

Рисунок 3. Принципиальная схема ОУ TL071 от STMicroelectronics

Учитывая то, что разброс параметров резисторов считается от последнего знака и обычно составляет 5% получаем, что разброс резисторов в диф каскаде для микросхемы от STMicroelectronics Операционные усилители от Analog Devices имеют следующие габариты корпуса:
SOIC_N (R8) длина корпуса 4 мм, ширина 5 мм, шаг выводов 1.27 мм, длина выводов более 1 мм
MSOP (RM8) длина корпуса 3 мм, ширина 3 мм, шаг выводов 0.65 мм, длина выводов менее 1 мм

Для сравнения в таблицу включены ОУ широкого применения TL071, причем разных производителей.
Однако использование дорогих ОУ для усилителя имеет смысл лишь при наличии соответствующих акустических систем, прежде всего и не стоит забывать об источнике звукового сигнала.

Конечно же использование хороших ОУ в усилителе, работающем в комплекте со средненькими АС и бюджетным источником будет заметно, но все равно полностью раскрыть все возможности данный ОУ не получится - тракт полностью должен соответствовать выбранной ценой категорий.

Теги:

• ОУ

Однажды автору потребовалось умощнить выход измерительного генератора ГЗ-120. Генераторы ГЗ-120 рассчитаны на работу с нагрузкой 600 Ом. Владелец генератора ГЗ-120 настойчиво просил изготовить несложный схемотехнически усилитель мощности, который бы нормально функционировал на нагрузке 50 Ом в частотном диапазоне до 1 МГц, обеспечивая максимальное выходное напряжение хотя бы до 4 В (эффективное значение) без видимых на экране осциллографа искажений формы сигнала. Конструкция усилителя не должна содержать дефицитных или дорогостоящих зарубежных комплектующих. Необходимо было предусмотреть работу усилителя от имеющегося у владельца стабилизатора напряжения (СН) на 15 В, который собран на дискретных элементах и имеет защиту с ограничением тока в нагрузке. Задача показалась предельно простой, поэтому сразу взялись за практическое воплощение.

Выполнение этой задачи не должно было встретить каких либо осложнений вообще. От операционных усилителей (ОУ) решено было отказаться из-за работы ОУ на низкое сопротивление нагрузки, поскольку выход ОУ, опять же, придется умощнять. К тому же, среди недефицитных отечественных ОУ найдется совсем немного таких, которые способны устойчиво работать в столь широкой полосе частот в режиме большого сигнала, не говоря уже о работе на реактивную нагрузку при пониженном питающем напряжении.

Поскольку поставленная задача предполагала схемотехническую простоту, то первоначально было решено остановиться на схеме, показанной на рис.1. Транзистор VТ1 типа КТ815В, VТ2 - КТ814В, диоды VD1, VD2 - Д223, резисторы R1, R3 сопротивлением 2 кОм, R2 - 68 кОм, конденсатор С1 емкостью 22 мкФ х 40 В, С2, С3 - 1000 мкФ х 25 В. В таком виде схема встречалась автору в нескольких разных изданиях (книгах и журналах), причем без каких-либо схемотехнических изменений. Да и какой сюрприз может ожидать в такой простой схеме, ведь она практически работает? Но одна ошибка в этой схеме из книги перекочевала и в журнал . Дело в том, что с номиналом резистора R2, равным 68 кОм, согласно или , схема обладает преждевременным ограничением (срезом) положительной полуволны выходного сигнала.

Иными словами, БУ неодинаково усиливает отрицательную и положительную полуволны синусоиды. Без видимых на экране осциллографа искажений выходной сигнал БУ возможен только до напряжения не более 2,3 В (действующее значение). Каждый транзистор должен иметь свой отдельный теплоотвод с охлаждающей поверхностью 20 см 2 . При питающем напряжении (U пит) 15 В ток покоя (I пок) достигает 270 мА. Зависимость тока покоя от напряжения питания приведена в таблице.

U пит, В	15	11	8	6	3,5
I пок, А	0,27	0,2	0,15	0,1	0,05

Увеличить предельное значение выходного напряжения, при котором еще отсутствуют искажения формы сигнала, можно за счет симметрирования плеч данного двухтактного БУ. Для этого номинал резистора R2 уменьшают более чем в 200 раз! Этот резистор (330 Ом) подбирают исходя из достижения максимальной амплитуды положительной полуволны выходного сигнала БУ при оптимальном (минимально возможном) значении Iпок.

Установка резистора 330 Ом автоматически увеличивает U вых.макс БУ до 3 В и снижает Iпок более чем в два раза - он теперь равен всего лишь 125 мА при Uпит=15 В. В таком варианте цепи смещения изломы синусоиды на выходе БУ наблюдаются только на частотах более 1,5 МГц и при Rн<200 Ом. При частоте 1,5 МГц и Rн=300 Ом эти искажения на экране осциллографа уже незаметны.

Не следует забывать о том, что в рассматриваемых БУ используются низкочастотные транзисторы с небольшой граничной частотой (Fгр=3 МГц). Фактически их используют по максимуму. В этом-то и заключается “изюминка” полученного результата.

Используя ВЧ и СВЧ транзисторы, можно добиться улучшения характеристик БУ. Однако здесь появляются свои нюансы, связанные с особенностями ВЧ монтажа, самовозбуждением ВЧ транзисторов, добавлением и подбором новых элементов в схеме БУ. НЧ транзисторы хороши тем, что ведут себя в этой схеме весьма устойчиво. ВЧ иСВЧ транзисторы следует использоватьлишь тогда, когда без них невозможно обойтись. Многие радиолюбители начинают работать с зарубежной элементной базой,сталкиваясь именно с вышеуказанными проблемами, для успешной борьбы с которымитребуется своя специфика.

Дальнейшего улучшения параметров БУ удалось достичь совершенствованием схемцепей смещения транзисторов. Последующий шаг в этом направлении представлен схемой БУ, показанной на рис.2. Резистор R2 (рис.1) заменен диодом VD2. Кроме того, в схему нового БУ дополнительно включены конденсаторы С4 и С5.

Несущественными и малоэффективными такие изменения могут показаться только на первый взгляд. Дело в том, что цепь смещения транзисторов должна выполнять не одну только функцию формирования стабильного напряжения смещения. В данном случае имеем дело с очень простым, но чрезвычайно важным генератором напряжения в схеме БУ. Эта схема должна обеспечивать быстрое переключение транзисторови обладать минимальным внутренним сопротивлением как на постоянном, так и напеременном токе. Все перечисленное должно обеспечиваться во всем рабочем диапазоне частот БУ. Длительное время на упомянутые обстоятельства практически не обращали внимания. И только за последние годы ситуация изменилась в лучшую сторону.

Наличие двух диодов приводит также кулучшению термостабильности режима работы по постоянному току (тока покоя) БУ.Даже без применения конденсаторов С4 иС5 этот БУ обеспечивает неискаженнуюформу синусоиды уже при 3,4 В (действ.) всравнении с модернизированной схемойБУ рис.1 (для R2=330 Ом) и U вых.макс=3 В.Казалось бы, преимущество не столь значительное, но в схеме рис.2 Iпок равен всеголишь 45 мА! Сопротивление нагрузки в обоих вариантах БУ 50 Ом.

Теперь, пожалуй, еще об одном оченьважном и интересном, а главное - весьмаценном с практической точки зрения вопросе. Шунтирование диодов конденсаторами С4 и С5 позволило получить неискаженную форму синусоиды Uвых.макс напряжением 5 В (эффективное значение). При С4=С5=0,47 мкФ U вых макс=5 В при частоте более 200 Гц (Rн=50 Ом).

Для работы БУ на более низких частотах емкости С4 и С5 необходимо увеличить.Для неискаженного усиления на более высоких частотах (до 1 МГц) конденсаторы С4и С5 должны быть качественными. Такиеконденсаторы, как, например МБМ, уже неподходят. В крайнем случае, можно применять и МБМ (например, 1 мкФ х 160 В), иКМБП (1 мкФ х 30 В), и К73П 3 (1 мкФ х 160 В),зашунтированные ВЧ конденсаторами меньшей емкости, например керамическими К107 или К10 17. Емкость шунтирующего конденсатора в данном случае не должна бытьменьше 0,1 мкФ. Связано такое ограничение с тем, что у бумажных конденсаторов,особенно после длительной и интенсивнойэксплуатации, значительно ухудшаются некоторые параметры.

Даже для новых бумажных конденсаторов предельная рабочая частота не должна превышать 1…1,5 МГц. Хорошие результаты получаются и с пленочными К73-17 1 мкФ х 63…250 В. При работе БУ только наультразвуковых частотах емкость С4 и С5можно и уменьшить, а электролитическийконденсатор С1 в таких условиях работыисключают вообще.

В качестве С4 и С5 применялись такжеэлектролитические конденсаторы. Следуетотметить, что в рассматриваемых условиях,когда конденсатор зашунтирован низкоомным резистором или диодом, всевозможные искажения электролитических конденсаторов минимизированы. Более того, дажеуже сама фиксация (стабилизация) разностипотенциалов на обкладках электролитического конденсатора способствует уменьшению искажений этих конденсаторов.

При работе БУ на НЧ и на ВЧ, т.е. в широком диапазоне частот, схему смещения БУ выполняют согласно рис.3. Здесь вместодвух конденсаторов С4 и С5 (рис.2) установлен всего один конденсатор С4. Параллельно ему включен электролитический конденсатор С5, минимизирующий искажениясинусоиды на НЧ. В качестве конденсатораС1 следует применять экземпляр с минимальной утечкой, например К53-18.

Детали, примененные в схеме рис.2.Транзисторы разные, как по мощности, таки по частоте. Без каких либо изменений использовались транзисторы КТ816 и КТ817,КТ850 и КТ851, КТ805 и КТ837, КТ819 иКТ818 в пластмассовых корпусах (для уменьшения габаритов БУ). От параметров транзисторов зависят параметры БУ, его АЧХ,выходное сопротивление и, конечно же, искажения.

Сильное влияние на характеристики БУоказывает выходное сопротивление схемыраскачки БУ. С генератором ГЗ-120 БУ работает весьма прилично, поскольку выходное сопротивление ГЗ-120 для синусоидального сигнала составляет 600 Ом. В такомслучае БУ способен работать и на болеенизкоомную нагрузку, вплоть до 8 Ом.

Для обеспечения работы БУ с минимальными искажениями, транзисторы подбирались в пары по усилению на постоянном токе (h21э=50…100 и более при Iк=50…500 мА). У отечественных транзисторов последних лет выпуска встречается огромный разброс по h21э, от нескольких десятков до нескольких сотен. Многие радиолюбители однозначно относят транзисторы с большимзначением h21эк разряду явной некондиции.

Но, не спешите с окончательным решением. Воспользуйтесь измерителем h21эи убедитесь в том, что транзисторы обеспечивают необходимое усиление при максимальном рабочем токе коллектора. При использовании в мощных конструкциях транзисторы проверяют не только на уменьшениеh21эпри Iк.макс, но и отмечают изменениеh21эво всем диапазоне рабочих токов.Практика показывает, что грамотное использование транзисторов, h21экоторыхсильно изменяется при изменении Iк в 10раз, не приводит к отказам таких транзисторов, если соблюдены их ТУ.

Предпочтительнее применять такие транзисторы в линейных схемах блоков питанияи СН. В усилительных схемах лучше всего использовать экземпляры с самым стабильным h21э.В схеме рис.2 применены экземпляры с минимальной разницей и с максимальным значением h21э. Из партий современных транзисторов, таких, как КТ814 и КТ815, КТ816и КТ817, КТ818 и КТ819, КТ850 и КТ851,КТ864 и КТ865, КТ8101 и КТ8102, несложно подобрать и пары в БУ с h21эне менее100. В схеме рис.2 успешно применяли ималомощные транзисторы, такие, как КТ315и КТ361, КТ3102 и КТ3107, ВС549 и ВС557и многие другие. Однако в таких случаяхток покоя необходимо снижать в несколькораз, до 10…15 мА, чтобы транзисторы неперегревались и не выходили из строя. Приэтом либо повышают сопротивление нагрузки, либо снижают входное напряжениеБУ. Ток покоя уменьшают увеличением сопротивлений резисторов R1 и R2. При R1=R2=4,3 кОм ток покоя равен 20 мА.

Увеличение сопротивления этих резисторов повышает входное сопротивление БУ,но приводит к ухудшению частотных параметров БУ и увеличению искажений (при одинаковых Rн). Диоды VD1 и VD2 могутбыть любыми маломощными кремниевыми.Использовались диоды типов Д220, Д223,КД521, КД513, КД518, КД522 и другие.

В качестве С2 и С3 лучше использовать конденсаторы К50 29В, изначально имеющие малое значение ЭПС. Несмотря наэто, в широкополосном БУ (рис.2) их необходимо шунтировать неэлектролитическими (1 мкФ, К73 17), в противном случае навысоких частотах (0,3…1 МГц) искажения увеличатся настолько, что обязательно будут видны на экране осциллографа.

Практическое применение БУ

Широкое применение данный БУ находит приумощнении ОУ. Прекрасно подходит БУ и в качестве усилителя для головных телефонов. При ремонте взамен вышедшего изстроя штатного усилителя головных телефонов данный БУ выручал неоднократно,ведь ремонт не балует нас в отношении затраченного времени, и самыми ценными являются варианты, не требующие больших затрат времени и средств. Работает БУ и на громкоговорители.

Все зависит от конкретной задачи и исполнения БУ. Ограничение, связанное с небольшим входным сопротивлением (менее 1кОм) БУ, снимается применением генераторов стабильного тока, например, выполненных на полевых транзисторах, включенных по простейшей схеме - двухполюсником вместо резисторов, а также заменой выходных транзисторов составными. БУ, выполненный на маломощных КТ361 и КТ315 илина КТ3102 и КТ3107, применяют для видеоусилителей, а также в качестве БУ развязкидля ВЧ генераторов. Установка составных транзисторов на основе КТ973 и КТ972, а также более мощных КТ825 и КТ827 не приводит к значительному усложнению схемы.

Требуется всего лишь добавить в схему два диода, один из которых включен последовательно с диодом VD1, а второй - последовательно с VD2, и заново подобрать резисторы (увеличить их сопротивления) подтребуемый ток покоя БУ, т.е. теперь каждый из конденсаторов С4 и С5 шунтируетуже по два диода. Такие мощные БУ весьма универсальны в применении. Напряжение питания БУ определяется исходя из требуемой выходной мощности БУ.

Литература

1. Алексенко А.Г. Применение прецизионных аналоговых микросхем. - М.: Радио и связь, 1985.
2. Щербатюк В. Усилители звуковой частоты//Радиомир. - 2002. - №1.44 РА 2‘2006

Повторитель напряжения — это самый простой из возможных усилителей, обладающих отрицательной обратной связью (ООС). Выходное напряжение точно равно входному напряжению. Если оно ничем не отличаются, то вы можете спросить — зачем это нужно, если от этого ничего не изменяется?

Суть в том, что речь идет о напряжении, а не о токе. Так вот, повторитель напряжения почти не потребляет тока от источника сигнала, и позволяет получить довольно высокий ток со своего выхода.

Нам часто приходится иметь дело с активными радиокомпонентами, которые имеют очень малый выходной ток. Примером такого компонента является или . Подключение к ним элементов с низким сопротивлением приведет к уменьшению напряжения выходного сигнала, генерируемого этими источники.

В такой ситуации имеет смысл использовать повторитель напряжения. Он имеет высокое входное сопротивление, поэтому он не снижает и не искажает входной сигнал, а так же обладает низким выходным сопротивлением, что позволяет подключить энергоемкие компоненты, например, светодиод.

Чтобы понять, как работает повторитель напряжения, мы должны знать три элементарных правила, определяющие работу операционного усилителя:

Правило №1 - операционный усилитель оказывает воздействие своим выходом на вход через ООС (отрицательная обратная связь), в результате чего напряжения на обоих входах, как на инвертирующем (-), так и на неинвертирующем (+) выравнивается.

Правило №2 - входы усилителя не потребляют ток

Правило №3 - напряжения на входах и выходе должны быть в диапазоне между положительным и отрицательным напряжением питания ОУ.

Предположим, что входное напряжение стало 3В, а в настоящее время на выходе у нас 1В. Что произойдет? Усилитель определяет, что между инвертирующим входом (-) и неинвертирующим (+) разница составляет 2В.

Поэтому, в соответствии с правилом №1, выходное напряжение увеличивается до тех пор, пока напряжения на входах не сравняют. Ситуацию дополнительно упрощает тот факт, что выход соединен непосредственно с инвертирующим входом (-), и это неизбежно приводит к тому, что напряжение на этих двух выводах становиться одинаковым.

Часто, в схеме повторителя напряжения, можно встретить дополнительный резистор в цепи обратной связи. Он необходим там, где требуется повышенная точность. Правила №1 и №2 относятся к идеальному операционному усилителю, которого в реальности нет.

Напряжения на входах не могут быть идеально одинаковыми, через них протекает небольшой ток, поэтому напряжение на выходе может отличаться от входного напряжения на несколько милливольт. Резистор R предназначен для уменьшения влияния этих недостатков. Он должен иметь сопротивление равное сопротивлению источника сигнала.

Буферные каскады широко применяются в аудиотехнике для согласования входных и выходных сопротивлений каскадов или устройств, а также для повышения их нагрузочной способности. Разумеется, что такой каскад должен обладать высокими характеристиками по шумам, искажениям, быстродействию.

Конечно, идеальный буферный каскад — это его отсутствие, но раз уж без него ни как не обойтись, то хотелось бы, чтобы он был максимально прозрачным, то есть оказывал минимальное влияние на сигнал, ну и по возможности, был простым. Обычно буферные каскады работают с малыми уровнями сигналов и относительно небольшим напряжением питания, что заметно облегчает решение этой задачи

В предлагаемом варианте буферного каскада не используются отрицательные обратные связи (которые так не любят «ламповики» и истинные аудиофилы), благодаря чему он действительно практически не заметен в тракте. Для снижения искажений используется метод коррекции ошибок, аналогичный методу Хауксфорда. В результате, при очень простой схемотехнике буфер имеет чрезвычайно низкий уровень искажений, такой же низкий уровень шумов и высокое быстродействие. Идеальное место для него на выходе ЦАП или предварительного усилителя.

По аналогичному принципу Малкольм Хауксфорд построил выходной буфер в преобразователе ток-напряжение для своего ЦАП и остался им весьма доволен.

В отличие от прототипа данная схема работает на постоянном и переменном токах и не требует смещения первого каскада (хотя в схеме элемент смещения указан при необходимости точной термокомпенсации).

ПРИНЦИПИАЛЬНАЯ СХЕМА.

Принципиальная схема буфера представлена на рисунке:

Увеличение по клику

Вкратце суть метода такова. Транзисторы Т3 и Т4 представляют собой токовое зеркало. Их выходные токи питают входной и выходной транзисторы. Таким образом, изменение тока через один транзистор (Q1) вызывает аналогичное изменений тока через другой (Т2). За счёт того, что транзисторы комплементарны, происходит взаимная компенсация нелинейности их характеристик.

ХАРАКТЕРИСТИКИ СХЕМЫ.

• Общее гармоническое искажения: типовое значение менее — 0.001% , на опытном экземпляре измерили — 0.00025%!
• линейность искажений: искажения удваиваются на частотах выше 55КГц, а затем удваиваются каждую октаву.
• уровень шумов: ниже 138db на 1 кГц
• Полоса частот: более 50 МГц (зависит от применённых транзисторов).
• Ограничение сигнала: + 4,9 В -6.3В
• Максимальный выходной ток: -10mA
• Входное сопротивление: 10k — 100k (зависит от входных цепей, см. далее по тексту).
• Выходное сопротивление:<52R.
• смещение нуля на выходе: менее 5 мВ.

Конструкция и детали.

Для удобства повторения Главный редактор «РадиоГазеты» разработал печатную плату устройства(45мм Х 45мм):

Скачать чертеж печатной платы в формате Layout можно .

Индуктивность L1 — ферритовая бусинка.
Для обеспечения высокой термостабильности каскада транзисторы Т1-Т3 и Т2-Т4 нужно попарно склеить задними стенками. Вот как это выглядело на макете:

НАСТРОЙКА БУФЕРА.

Если вы не хотите что-то подбирать и настраивать в данной схеме, то просто установите все постоянные резисторы с указанными на схеме номиналами. Даже при таком подходе схема обеспечивает очень высокие параметры.

Если вы стремитесь к идеалу, тогда запаситесь терпением!

Для достижения максимального качества транзисторы лучше взять из одной партии или отобрать хотя бы с помощью китайского мультиметра.

1. Для начала переводим мультиметр в режим проверки диодов и замеряем напряжение Uбэ у транзисторов Т4 и Т3.
2. По полученным значениям вычисляем номиналы резисторов: R1=R2=(60мВ+(UбэТ4-UбэТ3))/1мА
3. Запаиваем транзисторы и резисторы с получившимися номиналами в схему.
4. Закорачиваем вход на землю. Резистором R5 устанавливаем половину от напряжения источника положительной полярности (по схеме +10В/2=+5В) в контрольной точке «ТР».
5. Выходное напряжение схемы обычно не превышает 10мВ. Если для вас это недопустимо много, можете выставить абсолютный ноль с помощью триммера R9.
6. Если есть необходимые приборы, то минимизировать нелинейные искажения можно с помощью триммера R1.

На этом настройка схемы закончена, а все подстроечные резисторы рекомендуется заменить на постоянные с ближайшим номиналом.

ДОРАБОТКА И УЛУЧШЕНИЯ.

1. транзисторы серии BC3x7 имеют низкий уровень шума и низкое внутреннее сопротивление. Также они имеют увеличенный кристалл (по сравнению с ВС550, ВС560), что повышает их тепловую инерционность и делает схему более термостабильной. Но они низкочастотные и, для улучшения быстродействия схемы, в случае их применения придётся увеличить токи Т1 и Т2 до 2мА. Для повышения стабильности, возможно, придётся подкорректировать номиналы элементов входного снайбера. Но те, кто попробовал использовать транзисторы BC3x7 вместо BC5xx, остались очень довольны качеством звучания и больше не хотят возвращаться к последним.
2. можно дополнительно расширить полосу пропускания буфера за счёт увеличения тока через транзисторы Т1 и Т2. Особенно это рекомендуется сделать в случае применения транзисторов типа BC3x7. Для этого нужно уменьшить номинал резисторов R1 и R2 и увеличить R5 для поддержания баланса между Uкэ Т2 и Т4.
3. Входное сопротивление буфера может быть повышено путем увеличения номинала резистора R8 до 100k. Это может привести к повышению постоянного напряжения смещения на выходе и увеличить чувствительность к нестабильности напряжения питания. Впрочем, предварительные каскады чаще всего питаются от стабилизированного источника и эта проблема для них не актуальна.
4. Выходное сопротивление схемы можно уменьшить за счёт резистора R10. Однако его не следует ставить менее 4,7 Ом, так как в этом случае схема может возбуждаться. Указанное на схеме значение в 47 Ом оптимально для совместимости с сигнальными кабелями. Дело в том, что межблочные кабели являются, по сути, линиями передачи с реактивным сопротивлением и без согласования входных и выходных импедансов могут возникать резонансные явления или как минимум кабель превращается в антенну. Выходное сопротивление в 22-47 Ом эффективно демпфирует резонансы в кабеле, устраняя тем самым все побочные явления.

Статья подготовлена по материалам Интернета.

Программы и игры